（１）１アンプ，１スピーカー方式．

（２）１アンプ，ネットワーク使用によるマルチ・スピーカー方式．

（３）デバイダー使用による，マルチ・アンプ，マルチ・スピーカー方式。

と大体（１）〜（３）方式に大別できると思います．
(1)の方式の利点は何生りもロー・コストであること，それと位相のずれがないことで，
欠点としては低音から高音主で１個のスピーカーで受け持つため，混変調歪みが大
きく音抜けが悪く，ダイナミック・レンジが取りにくいという点で，極言すれぱ大地震の
中で字を書いてるような動作を強いられるわけです。
（２）の方式の利点は混変調歪みは（１）より少なく，コストも比較的（３）よりは安でき，
　スピーカーも再生帯域に適合したものを採用できるので，過渡特性も良くなります。
欠点としては・ネットワークを使用するため，・直接アンプの制御下にスピーカーを置くこ
とができないこと，　１台のアンプに複数個のスピーカーが並列に接続されるため，ただ
でさえ苦しい逆起電力の処理が数倍に増加すること，それに，いかに良いコンデンサー
やコイルと言えども音を良くはしませんから，これらのインダクタンスやリアクタンス分が
ＳＰとともにアンプに直列や並列にぷらさがることになります。良かろうはずはありません
ね．それに加えて，ネットワークによる位相のずれが出てきます。
（３）の方式の利点はアンプとスピーカーを１対１で接続できるため，（２）での欠点を全て
カバーし，（１）と同じ条件で使え，しかも各帯域には 分割された周波数しかはいりません
から，混変調歪みが減り，その帯域に合ったスピーカーを選ぺますから，過渡特性の良い
ダイナミック・レンジの広いシステムが構成できます。欠点としては　アンプがチャンネル数
だけ必要なのと，デバイダーが必要になるために，コスト高になること，位相のずれのない
デバイダー，同じ形式（位相の点で）のパワー・アンプでないと位相のずれが生じること等の
問題があります。（リ〜（３）の方式の利点欠点を大まかに述ぺさせて戴きましたが，マルチ
方式にする最大の理由について，いま一度初心に返って考えてみたいと思います。

マルチ方式は（１）のシングル方式では混変調歪み（音がダンゴになって出る）が多いから，
分割して入力を何分割かにして帯域を制限することにより混変調歪みを少なくし，スピーカ
ーの増加分だけ入力が少なくて済むので，高調波歪みも少なくなるというのが目的で，そ
の帯域に合ったスピーカーを選ぺるというのは本当は余禄だと思うのですが，現状では低
音用，中音用，高音用の各スピーカーの選択が優先されているようで，受け持ち帯域が均
等分割されておらず，低音用のスピーカーに，味付け程度に中音，高音が付いているマル
チ・システムが大変多いように思います。

これは，とくに過渡特性を重要視してスピーカー・システムを構成されるからで，とくにホーン
・システムでラインアップを組みますと，ホーンのというよりドライバー・ユニットのカットオフ周
波数があるために，どうしても低い周波数を入れることができず，受け持ち帯域が上に上
に上昇していくからです。普通，小生の経験から考えますと，オクターブ１８ｄＢ（ＮＦ型）でかり
にカットしたとしても，　そのクロスオーバー周波数の少なくともエオクターブ下までは完全に音
になるユニット（何とか歪まないと言うのでなく）でないと音を悪くするようです。
例えぱ，　４ｋＨｚで１８ｄＢ／oｃtでクロスさせてトゥイーターを使うとしますと，少なくとも１オクタ
ーブ下すなわち２ｋＨｚまではフラットで音色の変化がなく，しかもカットオフがそれ以下のユニ
ットでないと駄目だと思います。
理由は完全に調整されたＮＦ型で１８ｄＢカットのもので、１オクターブ下の周波数がフラットの
帯域に対して，約 −１８ｄＢ，１２ｄＢカットのもので−１２ｄＢの減衰にしかなりませんので，　オ
クターブ１８ｄＢで切っても，１オクターブ下のデバイダーの出力電圧は１０分のユ以上になるか
らです。
それ故に，ＮＦ型でも未調整のものやＣＲ型は滅衰特性が甘くなりやすく，より急な滅衰特性で
ないと上記のような用途にはむずかしいと思います（第１図参照）。

まして，　ＬＣ型のネットワークの場合はもっと苦しくなります。それでは上記が全て解決されたと
して，２ｋＨｚから使用できる（コーン型も含めても良いとも思いますが）市販のホーン型トゥイータ
ーには，私の知る限りにおいて，適当なものは見当たりません。
かりに，　４チャンネルで可聴帯域をカバーするとすれぱ，２．５オクターブになりますから，周波
数は

となり，　４チャンネルのマルチ・アンブ方式ではホーン型で採用できるトゥイーターは市販には
適当なものがないことになります。これは，あくまで前記のマルチ方式の第１目的に主眼をおき，
音の点で妥協しないという仮定に立っての話で，決して市販スピーカーが悪いというのではあ
りませんが，　とくにホーン型の場合は過渡特性が良いのと，見た形の良さもあって（マグネ
ットの大きさ等），ついスピーカーの方のみ先に選ばれることになるのだと思います。
また，振動系の質量を軽くして高域を伸ぱしたり，過渡特性を良くするのは他の特性を良くする
のに比ぺて楽なため，　どうもその方向に片寄りすぎているように私は思いますが，聴取周波数
以上に特性が伸びているのも結構ですが，実際に音楽の基音となる帯域のもっと広い少なくと
も，４チャンネルでマルチが構成できるホーン型スピーカーがあれぱといつも思います。
その意味では，岩田さんのシステムも帯域制限のあるホーン型ですので，デバイダーもオクター
ブ１２ｄＢ以上の減衰特性が必要で，位相の乱れがあっても，急速に切ってやる必要がありました
ので，それに適応するデバイダーとなっております。
なお，上記の目的を全て満した上に、いままでのマルチの欠点であった音の接がりも解決した新
着眼方式のマルチ・アンプ・システムを，近々に発表させていただけるかもしれないことを申し上
げて，デバイダーの説明にはいらせていただきます。

本体の構成について

デバイダーは　バッファー・アンプとロー・パスやハイ・パスを構成するＣＲ群とから成ることは良くご
承知のことですが，何といっても音を悪くしようと待ちかまえるＣＲを，いかにその影響から音を守る
かに，バッファー・アンプの生命がかかっていると思います。
そこで，バッファー・アンプに要求される性能について考えてみますと，

（１）　入力インピー夕ンスが高いこと

（２）　出力インピーダンスが低いこと

（３）　出力が大きくリニアリティーが良いこと

の大体３点です。
球やトランジスターのカソード・フォロアーやエミッター・フォロアーが良く用いられますが，（２）の点
で不十分ですし，　トランジスターでなく管球式にしたのも（３）の理由からです。
本誌にも，良くトランジスター方式のデバイダーが発表されますが，残念ながら供給電圧以上の出
力を取り出すことは物理的に無理ですので，管球式のＳＲＰＰバッファーにて構成いたしました。
その理由を説明いたしますと，　トランジスターのＰＰバッファーではＶｃｃ＝±３０Ｖを供給しても出力
は１０Ｖ前後となり，デバイダーのポリュームを２０ｄＢも絞られると苦くしなり，とくにホーン・スピーカ
ーは能率の差があり，中音等は高音に比ぺてもそれ以上のレべル差があるために，デバイ夕ー
は絞られるという前提に立って考えますと，トランジスターでは無理なのです。
一応−４０ｄＢ絞っても使えるものということですと，前記トランジスター方式は0.１Ｖ，管球式カソー
ド・フォロアー方式は0.4Ｖ，ＳＲＰＰ管球式は（Ｅ_ｂｂ＝３００Ｖ，歪率を0.1％以下とすると）の出力が得
られます。これならば-４０ｄＢの点でもメイン・アンプが十分動作できるし，また絞らなけれぱそれ
だけ動作上は余裕カあることになります。

第２図をご覧ください。これがノッファー・アンプの基本回路です。
第３図は，本誌でも良く発表されているＳＲＰＰですが，その動作について少し説明いたしますと，第４

図が原形回路で，’６８年の「ラジオ技術」３月号でテクニクスのプリ・アンブのバッファーとして，　ま
た’６９年の同誌２月号で和田氏（小生の友人）のプリ・アンプにも同型が採用されており，アンプの
ＮＦを極限まで深めたもので，これをバッファー・アンプ用に改造して採用いたしております。
第４図においてＮＦ量を増加させるにはＶ_２のＲ_ｐを大きくして利得を上げ，βを大きくするためＲ−
ＮＦを小さく，　Ｒ_kを大きくすれぱ良いのですが，これを極限まで進めるＲ-ＮＦ＝０， Ｒ_k＝∞とする
と第２図の基本回路となり，Ｖ_１Ｖ_２の全ゲインがＮＦＢとなるため，出力インビーダンス約１９０α，
またＮＦ量が多いのでノイズが大変少なく，歪率もＥ_bb＝３００Ｖで出力８０Ｖの時に０．１％以下とな
ります。Ｖ_１のプレート抵抗も大きい方が良いのですが，回路に合せてカットアンド・トライで決定し
ました。
第３図のＳＲＰＰは本誌でおなじみの回路ですが，第２図との違いはゲインがあることで，Ｖ２がＶ１
の出力を分割した電圧でドライプされ，いまｅ_ｇ１の電圧でドライブされたとするとｉ₁が流れますが，そ
のときＲにはｉ×Ｒの電圧が生じます。
これがＶ２のグリッド入力となり，この電圧をｅ_ｇ2とし，ＲＬを負荷として接続すると，この負荷に生ず
る電圧をｅ_０，Ｖ_２の出力電流をｉ_２とすると，

∴Ｒ＝１／ｇｍとなります。１２Ａ×７のｇ_ｍ≒１．２〜１．６ですから，Ｒは７００Ω前後となり，負荷を５０
ｋΩとすると，増幅度Ａ＝２×５０ｋΩ／７００Ω≒１４３倍の増幅度があります。
このように第２図と第３図では同じＳＲＰＰでも発想が違うのがお判りと思いますが，一番大きな違い
は本回路はゲインは０，出力インピーダンスが低いことで二段ＮＦアンプ，第３図は上式でもお判り
のように，Ｖ_１のＲＰをＶ_２が代行しているような回路で，ゲインがあり，出力インピーダンスが高い点
が同じＳＲＰＰでも違うところです。そのような理由から，第３図のＳＲＰＰはバッファーには向きません。

バッファーはこれくらいにして，クロスオーバー・ネットワークについて説明しますと，前述の理由もあ
りますが，岩田さんのご希望もあって１２ｄＢ／ｏｃｔのカットを採用することになりました。
第５図がＮＦ型のいわゆる山根式デバイダーの略図で，ＣＲはその時定数を選んで使うというおなじ
みの回路ですので，詳しくは教科書をお読み戴くとして，このような構成であることをご理解ください。

本体の構成について

一般のデバイダーと異なる所は，フロントのバッファー・アンプが全チャンネルに付いている点で，
少しでも負荷を少なくしたいというところから，このような構成になっております。
また＋Ｂ電源もヒーター電源もＬチャンネル，Ｒチャンネルともに完全に別々に供給し，クロストー
クの増加を防いでおります。真空管は１２ＡＵ７Ｔを使用し，プレート電流を約４．５ｍＡ前後も流し
て下側の球をチョットしたパワー管並の動作をさせた結果，前述しましたように，　出力インピーダ
ンスが１９０Ω（ＯＮ−ＯＦＦ法にて実測）で，周波数特性は１０Ｈｚ〜１００ｋＨｚまで＋０，−０．５ｄＢ
以内の特性となりました（補正なし）。
各チャンネノレともにフィルターを前や後に付けるのですから，不要な特性だとお考えかも判りませ
んが，各ステージが良いということは音を損う比率が少ないと考えておりますので，このようにいた
しております。上記のような特性の結果，当然配線にはシールド線はただの１ｃｍも使っておりませ
ん。
いかに良いシールド線といえども，単線には勝てないと思いますし，見かけの特性が良くても裸特
性が悪いと音が損われるように思いますし，シールド線を引回し，無理に電磁誘導を防ぐのでなく，
一歩進んで交流磁界を本体に持ち込まない，またかりに磁界があってもその影響を受けなはうな
構成にするという考え方で，全てを音優先としてい主す。そのような理由で別電源とし，Ｂ電源，Ａ
電源（ヒーター）の各リップルを極力低下させ，完全な直琉の形で供給しています。
本体の配線２．５ｍｍ（５０芯）の単線をできるだけ短距離になるように配置し，見た目や重量バラ
ンス等は無視いたしました。使用いたしました部品は，抵抗類は金属皮膜とＰ型カーボンの１／２
Ｗ型，コンデンサーは並のＭＰコンデンサー，ボリュームはカーボン型を使っています。
バッファーの時定数は，極力低くし，少しでもＣのリアクハス分を少なくするようにしています。入力
の時定数

ｆ＝１６０／Ｃ（μf ・Ｒ（ｋΩ）

より６．７Ｈｚ

二段アンプの結合時定数はループ内ですので１桁下げて１μＦ×５１０ｋΩで０．３１Ｈｚとしており、
各出力段は（１．８μ＋２０μＦ）×１００ｋΩ＝０．０７Ｈｚともう１桁時定数を下げておりますが，こ
れは電源部のリップルが少ないことと，各ステージの出力インピーダンスが低いからできます。
クロスオーバー周波数は各チャンネルとも３点で下記のようになっています。

各周波数切換えは必ずＲのみを変更し，Ｃは変更しない構成にしていますが，　これはロータリー
・スイッチの接触抵抗を見越して，それが存在しても大勢に影響がないようにしたかったからです。
Ｓ_１とＳ_２，Ｓ_３とＳ_４，Ｓ_５とＳ_６は，連動しており，両チャンネノレを同時に切り換えるため，８回路の
３接点が必要となります。もともと位相の点では前述いたしましたとおり，カットオフの関係で位相
のずれがある方式ですので，予定の減衰特性が得られる最小の段数で構成いたしております。

電源部の構成について

テバイダーは，プリ・アンプ程重要視しないというわけではないのですが，電圧の関係とヒーター電
圧の関係もあり，トランスはタンゴのＳＴ−２３０を２台使っております（容量的には１台で可です）。
トこのトランスは，便利なことに，６．３Ｖ（２Ａ）のヒーター用巻線が４組もあるため，総勢２０本の
１２ＡＵ７Ｔを点火してやるのに大変便利なトランスなので採用いたしました。
第７図が本機の電源です。

前回プリ・アンプと同様の考え方によリまして，音声回路は球で，電源部はトランジスターでという
構成ですが、プリ・アンプと違ってまだ改造をいたしておりませんので，旧式の電源のままですが
一応ご説明いたしますと，約１３０Ｖの倍電圧で３４０ＶのＤＣを得ており，ＩＣの７２３でリップルと安
定化を受け持たせています。いわゆるフローティング電源といわれる高圧用のリップルリジェクシ
ョン方式で，ｌＣの７２３ＥＣには最大定格の４０Ｖがかからないように１Ｚ−３６のツェナー・ダイオ
ードでクランプして使っております。
レギュレーター用のトランジスターは　松下の２５Ｄ３１２（グリーンマーク），ダーリントン用に東芝
２ＳＣの５Ｔ５Ａを使って，ＩＣのドライブを楽にしております。片チャンネルの電流は４５ｍＡ前後で
すので，トランスの定格の５分の１の電流で使っていますので，交流の波高値いっぱいの使い方
ができますが，何と申しましても，今から５年も前に改造したままで，今日まできておりますので，
電源としての見おとりはやむを得ないと思います。早く，ＩＣにむだ飯を喰わせるのはやめたいと思
っています。
ともかくＡＣ供給約２６０Ｖ（倍電圧なので倍とみて）で安定化後のＤＣの３００Ｖでリップル電圧が定
格で１０ＯμＶ，ヒーターの方は同じようにＩＣの７２３を使ったシリーズレギュレーターで，電力増加
用にＲＣＡの２Ｎ３２３２を使っていますが，電流（Ｉｃ）が２Ａ以上で，コレクター損失が２５Ｗ以上のＮ
ＰＮのＴｒなら何でも良いと思います。
本機でのレギュレーターの石の損失は，

＋Ｂ回路　

ドロップアウト４０Ｖ

４０Ｖ×０．０４５Ａ＝１．８Ｗ

ヒーター回路

ドロップアウト　４Ｖ

電流・・・・・・０．７５Ａ

４Ｖ×０．７５Ａ＝３Ｗ

で比較的損失の少ない方ではないかと思います。
ヒーター電源は，定格負荷でリップルが０．５ｍＶで，２５Ｖで供給しています。
これは，各増幅段のステージの電圧配分が第８図のようになるために，上側の球のカソード電位

がアースに対して，＋１２０Ｖ前後となりますが，１２ＡＵ７のヒーター・カソード間の耐圧はＤＣ分±２
００Ｖとなっており安全ですが，少しでも安全なように，ヒーター回路は電圧を高めにし，電流を少
なくして，下側の段でアースするようにし少しでも＋電位になるようにします。
これらの安定化電源を設計するときに，一番問題になるＡＣ１００Ｖのドロップをどこまでとみなすか
により，全然むずかしさが違ってくるのですが，この電源では一応９２Ｖまで低下しても安定化が崩
れないようにと動作点を決定いたしました。後日，岩田さんのお宅への柱上トランスからのお宅へ
までの単相２００Ｖの動力線が３８スクエヤーの線に交換されました。
１スクエヤー当たりトランスの巻線並みの２Ａとしても，

３８×２Ａ×２＝１５２Ａ

の交流がほとんど損失なくアンプまでくることになり，電圧のドロップはほとんどなくなりましたので，
今後改造させていただくときにはＡＣ９８Ｖ以上の設計にできると楽しみにしています。
余談になりますが，音の良し悪しをアンプとかスピーカーとかの一部だけで考えないで，一番大切
な供給源のインピーダンスまでも含めてみられる，音に対する広い視野とその姿勢と努力とに，頭
が下がる思いがします。
ややもすると，そのー部を採り上げて，少しでも他より良いと鬼の首でも取ったかのごとくに考える
私達の小さい考え方を，大いに反省させられたしだいです。
いずれ詳細については岩田氏からご発表があると思いますが，本当に良い勉強をさせていただけ
ます。

話を戻させていただいて，第７図をご覧ください。
前述いたしましたように，アンプまでの電源インピーダンスと直流抵抗が極端に下ったため，スイッ
チのＯＮの時のインラッシュはものすごく，それ故第７図の１次側には５Ωの抵抗を入れて，遅延リ
レーでこのラッシュカレントから保護しております。５Ｄですから，かりに１次側の巻線抵抗が０でも，
２０Ａ以上は流れませんので，シリコン・ダイオードのサージ４５Ａなので保護抵抗は必要ないと思っ
ています。この遅延時間はリレーに並列にはいっている２〜３００μＦでその並列共振を利用して，
遅延時間を決定できるので便利で，２００μＦで約４秒，３００μＦで約５秒の遅延となります。２次
側の高圧用のダイオードはフジのガラス封入のＳＩＢ−０３の１ｋＶ逆耐圧のものを，　ヒーター用に
は同じくフジのＦＲ-２の０２という逆耐圧２００Ｖの各１Ａ用というのを使っております。
各安定化電源ともに電流保護回路は付けておりませんが，それは折角低いインピーダンスを、検出
用の０．何Ωかに邪魔されたくないのと，そのようなものが必要ないようにする方に努力するという考
え方で，一切電源の保護は付けておりません。
一応，ラインアップの説明は以上の通りですが，クロスオーバーポイントが低音では１０Ｈｚきざみで
すし各チャンネルとともに接近していますので，クロスオーバー周波数の認整は大変注意深く特性を
合せ，ちゃんと−３ｄＢでクロスするように慎重に行います。
切り換えを付けた意味があるように調整し，またその特性による差が岩田さんの所では音になり出ま
すので，十分時間をかけて行います。予めＣＲはプリッジで選択して，０．５％級に合せてはあります
が，接触抵抗やストレーキャパシティー等の関係で，回路で表示した値と少しずつ異なっており，計算
通りで作ったら，周波数が少しずれただけでしたでは、私どもは通らないからです。
シールド線を使用したり，バッファー・アンプがエミッター・フォロアーや球のカソード・フォロアーのと
きは　もっと修正が必要でした。
管球式やＴｆ式のデバイダーを４０台以上も製作いたしました結果，ポリュームの１目もり（約６度）の
変化で音の構成が変化するのを知ってますので，必ず各チャンネルのボリュームームのツマミには
回転角３００度を１０等分し，それをまた５等分してあるものを使用し，正確にレべル合せができるよ
うにしています。
パイロット・ランプはネオン管ですが，本体の方には直流しかきておりませんので，直流で点燈いたし
ております。
各チャンネルのクロスオーバー特性は各教科書に発表になっている通り，第１図の鞭型１２ｄＢオクタ
ーブの減衰となっている，というより合せましたので，再掲載して無駄なぺージ数を使うのはご遠慮申
し上げて，第１図の１ｋＨｚのクロスオーバー点が，各チャンネノレのクロスオーバー点，例えぱ８０円ｚ
や９０Ｈｚに，また高域では６ｋＨｚや７ｋＨｚに移ったとお考えくだされぱ結構です。
本体の回路図で＋Ｂとなっている点は，全部同じ電源の�C３００Ｖにデカップリングなしで，直結されて
いますが，これは少しでも良い音のために電源から直結で供給しておりますが，ＳＮ比との関係を考え
ながら行うようにしています。かりにメイン・アンプのゲインが２０ｄＢあるものとして，デバイダーでの残
留ノイズレべルを逆算してみますと，メイン・アンプ出力でのノイズを１ｍＶ以下と仮定すれば

１ｍＶ×０．１ー１００μＶ

となり，一応それ以下であれぱデバイダーからのノイズは問題になりません。
本機では各出力ともに入力オープン，ボリューム最大で５０μＶ前後ですので，何とか使えそうな値だ
と思います。

製作後の磯想

デバイダーの最高の特性は，デバイダーで音が良くなるのではなく，挿入したときとダイレクトのときの
差がなく，ただ単に周波数が希望のチャンネルに分割され，位相差なくでてくる特性だと思っておりま
すので，製作時はその点のみを重視しました結果，その特性においては大体達成できたように思いま
すし，私の知る限りにおいて最も損失の少ない部類にはいるデバイダーだと思っています。
ここで申し上げたにとはこのデバイダーもプリ・アンプと同様に経済性と外観を考えないで，音のみを
追求したデバイダーですし，大変高域まで各ステージが伸ぴているのと（前述の１００ｋＨｚ，-０．５ｄＢ
はオッシレーターを含めた特性で，補正しておりませんので，５００ｋＨｚぐらいまではフラットです），位
相の関係があり，へたに線を引き回わしマすと，シールド線を使っても発振いたしますので，本機はあ
くまでも参考の域に止めておいてくださると幸いです。
みな様のご要望が多いようでしたら，経済性があり，必ず成功するデバイダーを後日発表するチャン
スが与えられるのではと思っています。

今後の計画

前述いたしましたように，岩田氏の引き込み線が３８スケヤーになり，アンプ内部のトランスまでの線が
５スケヤーに変更された結果　（ＡＣコネクター等もＡＣ３０Ａ用となりました），各アンプがイントラＢ級ト
ランジスター・アンプがＡ級のＤＣアンプに変わった以上に音の抜け，分解度が上ったように感じ，何か
Ａ級だＢ級だなぞと小さな差にこだわるのが馬鹿らしく思いますが，良くなったのをより良くする意味で，
プリ・アンプ並の損失の少ないディスクリート電源に改造し，ＡＣ９８Ｖでの動作を試させていただくよウ
にお願いするつもりです。
本体の方は岩田氏のホーンの改良で，中低音や中音は全音域の周波数を入れても音が歪んだりしな
いように改造されましたので，急カットの方式でなく，位相も考えた伝達函数１のデバイダーに改造させ
ていただきたいと考えています。また，バッファー・アンプの出力インピーダンスが１桁低い２０Ω以下
で，出力１００Ｖのバッファーが完成しており，それに本機を改造すれぱどうなるか，楽しみです。
またご報告できれぱと思っております。
参考姿料…ラジオ技術．
１９６９年２月号
１９６８年３月号
電波科学シリーズ

本機のフィルター・アンプ部（左）と電源部（右）