１５Ｖ７Ａ
安定化電源の設計と製作
（無線と実験198１年11月号で発表）

今回は皆様がパワーアンプやプリ アンプの製作記事をご覧になる時に,必ずと言って良い程見かけられるの が電源部の安定化回路（定電圧・定 電流共含めて）で，特にトランジス ターアンプでは必ずと言って良い程 組込まれています． 何故にそれらがトランジスター回 路では必要で，真空管回路ではあま り見かけないのかという点について， 深く考えられた事がおありでしょう か 日頃，何気なく見なれている回路 にも，それぞれの役目があり，その 理由をもう一度考えて戴くのも，音 を良くする何かのヒントになるので はないかと考え，安定化回路につい て，いっしょに考えて下されぱと思 にの記事を書かせて戴きました． 今年の10月号で小生の拙文『管球 式ＤＣブリアンブ」中でも申し上げ ましたように，今月号では一応安定 化電源の種類，設計方法並ぴに製作 について，少し詳しくご説明致した いと思います。既に十分にご承知の 方には判りきった事かもしれません ので，その方々は飛ぱしてお読み戴 けれぱ幸いです。

☆安定化電源とは何か

普通，安定化電源と呼ぱれるもの には交流（ＡＣ）と直流（ＤＣ）とを安定化して供給するものを全部総称して言う言葉ですが，私達が一般的に 安定化電源と言いますのは，ほとん ど直流の安定化電源をさして言いま す。 最近のメーカー製のアンプには交 流も含めて安定化する方式が出てま いりましたので，この呼称は私自身 も改め，正しく何々安定化電源と言 わねぱならないのですが，一応安定 化電源と書きましたら，特にことわ らない限り，直流安定化電源の事と お考え下さい。 安定化電源とは前述致しました通 り，直流を安定化して供給する動き をする電源ですが，何に対して安定 化をするのかと申しますと，電流ま たは電圧が次の様に保たれる物です． ①負荷の量の大小に関係無く安定に 供給出来る事。 ②供給されるＡＣ１００Ｖの変動に対 して，２次側の電圧，電流が安定 に供給出来る事。 の２点が重要な働きとなります。 私達が安定化電源を間題にする場 合，ややもすると①ぱかり問題にし てその良否を考える事が多いようで すが，現在のような電力事憤ではむ しろ②の方がはるかに大切な役目で はないかと考えてい蛍す． 今迄はＡＣ９５Ｖ以上と言う仮定 の元に安定化電源を設計出来たのですが，現状はとてもその様な電源で は使い物にならず，少なくともＡＣ ９０Ｖでも安定化が崩れない電源，欲 を書えぽ８５Ｖ ＡＣでも安定化出来 る電源が必要だと言えると思います． 私もＯ氏から教えられ，0.5％級 の交流電圧計をＡＣ１００Ｖに接焼し， 驚きました。 テスターで気楽に計っていた時は テスターの誤差ぐらいに考えていた のでずが，特に夏場はひどく，電燈 だけの軽負荷でも94Ｖ前後，クーラ ーがＯＮすると軽く90Ｖ近くにダウ ンしますし，５Ｖ繭後の変動は常時 起きています。 これほ私の近辺だけの事かも判り ませんが，いずれにしても２次側の 安定云々以前の問題ですし、これに より，トランジスターに負担させる 電力が大幅に違ってきまずので，大 変重大で、特にご注意戴きたい点だ と考えています．

☆トランジスター回路には何故 安定化缶源が必要なのか

今迄に読者の皆様は管球式アンプ やトランジスターアンプの記事をご覧になって気付かれたと思いますが， 管球式のアンプの場合、一部を除く とほとんどのアンプの電源には安定 化電源は使用してなく、ＣＲキＬＣ フィルターのみで電源を供給し，特別の回路が組み込まれていないのは 何故だと思われた事はありませんか． （お判りの方は飛ぱして下さい） 無論トランジスター回路と違って 高圧ですし，使用出来るトランジス ターが少かった事もその理由の一つ ですが，大多数はその必要が無かっ たからで，トランジスター回路はそ の必要があったからなのです。（あたり前ですが）管球式アンブでもそ の一部に管球式の安定化電源を組込 まれたアンプもありますが，無くて も結構音になりますし，ＳＮ比も十 分稼げるのだ，本誌でもそのような 回路でのご発表がある訳です。 しかし，トランジスター回路では そうはいかないのです。 理由は次の通りです。第１図のよ うに今かりに管球式回路で３Ｏ０Ｖ， 0.1Ａ（３０Ｗ） の電力が必要だとしま す。

リップルを取るのにＣ・Ｒのπ 型フィルターを使用するとして，100 （μＦ）（ｋΩ）が必要だったとします。 すると仮りに１ｋΩと100μＦのコン デンサーを使用したとすると， 1000Ω×0.1Ａ＝１００Ｖ がフィルターによる損失で，それを 補なう為には， ３００Ｖ＋１０ＯＶ＝４００Ｖ の電圧を供給してやれぱ0.1Ａ流し ても３ＯＯＶが供給出来，抵抗の容量 は Ｉ2乗 Ｒ＝（0.1）2乗×１０００＝１０Ｗ 以上あれば良い事になります。 抵抗によるドロップを少なくした いと思えぱ，５Ｏ０Ωと２０μＦを組合せれぱ同様にして50Ｖのダウンとな り，350Ｖを供給してやれぱ良い事 になります。 トランジスター回路の場合も全く 同じ条件ではどうでしょうか。 トランジスターはご承知の通り耐 電圧が低く，大電流の回路ですから， ー応電圧を３ＯＶとするとします。 ３０Ｗを供給するのですから１Ａの 電流となります． 管球式と同じ条件のリップルフィルター １００（μＦ）（ｋΩ）が必要だとす ると，同様の１ｋΩ １００μＦ ではど うでしょうか．その様子を第２図に 示しますと供給電圧を30Ｖとすると， 1000Ω×１Ａ＝１ｋＶ，となり電圧が 出ません。 管球式と同様の考え方で供給を増 加させ，ともかく１ｋΩ と１００μＦで １Ａ流して３０Ｖを供給するとすれぱ， 前記の計算に３０Ｖを加えて， 1000Ｖ＋30Ｖ＝1030Ｖ を供給してやれぱ良い計算となりま す。 抵抗の容童は， I二乗Ｒ＝１二乗×1000＝１ｋＷ となり，とても実現がむつかしい事 が判ります。 それではＲを小さくし，Ｃを大き くしてやるとすれぱ，

（１）100Ωと1000μＦ・・・・・・ （供給電圧130Ｖ） Ｒ容量１００Ｗ Ｃ耐圧１３０Ｖ

（２）10Ωと10,000μＦ・・・・・・ （供給電圧４０Ｖ） Ｒ容量１０Ｗ Ｃ耐圧４０Ｖ

（３）1Ωと100,000μＦ・・・・・・ （供給電圧３１Ｖ） Ｒ容量 １Ｗ Ｃ耐圧３１Ｖ

の組合せが考えられます。 これ以外にも無数の組合せがあリ ますが一例として１０倍きざみで考え て見ますと，何とか出来そうなのは １ＯΩと１ｐぐらいで，それもコンデ ンサーに多量の容量のものが必要と なる計算になります。 これでトランジスター回路に安定 化電源が必要な理由の一つなのがお 判りでしょうか。 すなわち，わずか３０Ｖの電圧を 得る為に１ｋΩの場合は1030Ｖと必要 電圧の約１７倍もの電圧が必要となリ， しかも１Ａを得るのには1.03ｋＶＡ の電源が必要になる計算になります。 組合せ例の①から②③の順に必要 な電圧及び電力が少なくなっていき ますが，それにつれてコンデンサ ーの容量が１桁づつ上り，③では 100,000μＦも必要となり，この湯合 は抵抗の容量もコンデンサーの耐圧 が①の場合ピーク値の１３０Ｖまで必 要なのと同様に瞬間チャージの数１０ Ａに耐える容量が必要となり，少な くとも100Ｗ級が必要だと思います。 このようにリップルを取るだけで も低電圧，大電流の回路は高圧，少 電流回路（真空管回蜘に比ぺて，むつかしい問題を持っているのです。 そこで必要に応じて考えられたのが 安定化回路です。 すなわちＲを①→③のように小さ くし，しかも見かけ上のコンデンサ ー容量を大きくしたのと同様の働き をする様な回路をトランジス夕ー を使って考え，それに出力の変動も 検出して，電圧または電琉の安定化 を計ったものがいわゆる安定化電源 と言われるもので，トランジスター 回路には不可欠なものと申せます． これで何故トランジスター回路に 必ずと言って良い程，安定化電源が 付いているかの理由がお判り戴けた かと思いますが，オーディオの湯合 はそれだけでなく，音質の関係で電 源の出力インピーダンス（アンブ側 から見た交流に対する内部抵抗値） が低い事が重要となりますが，安定 化電源が付いているから良くて，管 球式の電源のように単にＣＲフィル ターだけから供給しているものは良 くないと言う考え方だけは考え直 して戴きたいと思います。 一度皆様も固定観念に取り付かれ ずに，ご自分の耳で確認して見て下 さい． 良いトランジスターを使うのも結 構ですが，それを通さないのも良い 方法である事もお考えいただいて， 総合的なコスト・パーフォーマンス の立場からご判断下さると良いと思 います。 ともかくフィルターのＲ分を小さ くし，Ｃ分を極端に大きくする代り にトランジスターを使って見掛け上 のコンデンサーの容量を大きくした のと同じ作用をさせると言うのがま ず安定化電源の第１歩で，それに安 定化回路を組込んだのが，定電圧ま たは定電流電源と言われるものです． それ故にフィルター回路のみから 考えれぱ代用品ですから，下手に設 計すれぱコンデンサーだけの方が動 作も，音も，損失も（コンデンサー だけの倍は損失は零です）秀れている当然が出て来るのは当然ですから，安定化電源だから，ハイスピー ドだから必ず良いのだと安心するの は危険です。そうで無い場合も有り 得る事もご承知おき下さい． 私自身ややもすると複雑な，いた れりつくせりの回路を良しとする傾 向に有りますので，その点自ら深く 反省して居ります。第３図をご覧下 さい。

これが前述致しましたＲ分を 小さくし，コンデンサーをトランジ スターのｈfe（直流増幅率）倍になっ たと同じ働きをさせるフィルター回 路の１例です．仮りに前述と同じ条 件の動作をさせるとすると，トラン ジスターを仮りにＮＰＮを使い，ｈfe =100の物を使ったと仮定します。 これはＲをトランジスターの内部 抵抗に置き換えたもので，それ以外 の抵抗は直列には入って居りません。 Ｒ１にトランジスターのパイアス用 の抵抗です。 いまトランジスターの飽和電圧 （Ｉｃ＝１Ａの時）を１Ｖとすると， ぺース電流が飽和するまで流れるよう にＲ１を定めると，ｈfe＝100で，Ｉc ＝１Ａですから，IB＝１Ａ／100＝0.01 ＡとなりＲ１＝１Ｖ／0.01Ａ＝100Ω以 下であれぱ良い計算になります。 見かけのＲは1Ωですから，同じリップル フィルターとすると，Ｃ2は100,000μＦ を入れなけれぱならない所ですが。 所ですが第３図の回路ではそのｈfe 分のユで良い事になり，100,000／100 ＝1,000μＦで良い計算となります。 しかも電源電圧は、 30Ｖ＋1Ｖ（飽和電圧）＝31Ｖ で良く，トランジスターの損失は １Ａ×１Ｖ＝１Ｗ となり大変都合良い結果となります。 何故コンデンサーがｈfe分の１で良 いかと申しますと， ｈfe＝Ic／IB　 Ic…コレクター電流 IB…べース電流 で，今仮りにｈfe＝100と仮定しま したのでIBはIcの1／100になって います。エミッター電流はIcの変化 にはほとんど影響を受けず，IBに より動作するのがトランジスターで すから，エミッター電流はＩcに応じ たリップルとなり，Icの１／100すな わちｈfe倍の容量を付けたと等価と 見なせる訳です。ただし大変良い点 ぱかりに見えますが，残念な事にト ランジスターのｈfeは電流に関係無 くフラットなのではなく，Icにより 大福に変化します。それ故に常に流れる 電流によってＣ２が比例して変化す るのと同じ状態となり，それに 飽和電圧もリニヤーに変化するとか， 一定であるとかいうのでは無く，Ic によりノンリニヤーに変化しますの で，そこらも考えに入れて設計する 必要があり，そんなに良い点ぱかり では無い事を，ご理解下さい． いずれにしても同じリップル率を 稼ぐのに１ｋＷの抵抗とか100,000μＦ のコンデンサーからはまぬがれる事 が出来るのは有難い事だとお考え下 さい。

☆安定化回路の種類とその勤作

節述のようにフィルター回路の Ｃ２のコンデンサーの所に出力の誤 差（偏差）を検出してトランジスタ ーのぺース電流を加減して出カ電圧 または電流の変化を少なくしたのが，安定化電源の基本的な考え方で，形 や方式が変っても同じ考え方により 成り立っています。 直流安定化質源には普通次のよう な種類のものがあります。 （１）直列制御方式 （２）並列制御方式 の大別して２覆類があり，第４図に それの回路を示します。

第４図

第４図の（１）が直列制御方式，す なわち一般的なシリーズレギュレー ターと言われる方式で，（２）は並列 制御方式でシャント・レギュレータ ーと書われるもので，いずれも連続 制御方式と書われる系統に入ります。 これらと異なり継続制御方式（い わゆるスイッチングレギュレーター と呼ぱれるもの）や，これと連続制 御方式との組合せ方式も有りますが， 今回は一般的な連続制御方式にのみ ついて考えて見ました。 第４図の動作原理を簡単にご説明 しますと，制御用トランジスターが直列に入っているのを直列式，並列 に入っているのを並列式と言い， （１）の直列式においては，Ｄｚ（ツェ ナーダイオード）でべース置圧を固 定し，その安定化電圧でぺースを駆 動するので，出力電圧Ｅ　ｏｕｔは， ＥＯＵＴ＝Ｖｚ一Ｖ　ＢＥ となります。 ＶＢＥ…ぺースエミッター間の電圧 それ故にツェナー（定電圧）ダイ オードの電圧よりＶＢＥだけ低くな り，その電圧がエミッターに出て来 ます。この回路では電源電圧の変動 に対しては，定電圧ダイオードがそ のツェナー電圧を保ち，負荷の変動 には制御用トランジスターの電琉が 増減して，出力電圧はぺース電圧で コントロールされ変化しにくくなり ます。 （２）の並列制御では制御用のトラ ンジスターのコレクター・べース間 が定電圧グイオードでクランプされ ているので，電源や負荷ＲＬが変化しても，その量に慰じそ制御用トラ ンジスターがコレクター電流の増減 と言う形で負担して，出力電圧 Ｅｏｕｔが一定に保たれるというも のです。 この回路の湯合は（１）でも（２） の湯合でも，常に出力電圧は定電圧 ダイォードで限定され，簡章に変化 出来にくいだけでなく、微少な調整 が出来ません。 　その上定電圧と言っても変化しな いのではなく，やはりノンリニヤー ですから第４図ではＥが上れぱＲＬ は一定でも、やはりＥｏｕｔが不変と はならず少し上昇します。 それに温度係数も含んでいます。 それらを少しでも改良し，使いやす くしたのが，つぎに述べる閉回路型 定電圧電源回路です。

☆閉回路型定電圧電源

　この方式は前述のような不便な点 を改良したもので，出力電圧を監視 し．基準電圧と比較し，変動が有る とすぐに制御回路に帰還して，その 変動を打ち消す。フィードバック回 路を持つものです。 第５図がその基本回路で，皆様が 一番良くご覧になる回路です。

この 動作原理を簡単にご説明致しますと， 入力電圧画が制御用トランジスター Ｔｒ１を通り負荷Ｒ辺に電流が流れ ます。 すると分圧回路のＲ１とＲ２により 出力電圧Ｅｏｕｔが分圧されＴＦ２ のベースに与えられ，定電圧ダイオ ードＤｚにより与えられる基準電圧 と比較され，その変動分が誤差増幅 用トランジスターＴｒ２と，その負荷Ｒと で増福されて，制御用トランジスタ ーのぺースに送られます。 出力電圧が仮りに低くなったとす ると，基準電圧は一定ですからＴＲ２ のぺース。エミッター問電庄が低下 し，Ｔｒ２のコレクター電流が滅少し， その結果制御用トランジスター瓦 のぺース電圧が上りエミッター電圧 が上昇し，出力電圧の低下をおぎな うど言うに勘きます。

それ故に出力電圧が変化せず，電 源や負荷の変動にも不変となるよう に働く訳です。 そしてＲ１，Ｒ２を可変にすれぱ出 力電圧を自由にコントロール出来る という事になります。 第４図の（２）の並列制御方式は上 記の直列制御方式に比べ可変範囲を 広く取ると制御用トランジスターや Ｒの損失が増加するので，一般的に はほとんど直列制御方式となってい ますが，並列制御方式もまた捨難い 良さが有り，後日ご報告するとして， 今回は普通の並列方式を採用する事 に致します。

☆ＤＣ１５Ｖ７Ａ安定化竃源回路の設計について

電源の原理についてご説明申し上げましたのは，１０月号も含めて今迄 に発表させて戴きました，パワーア ンブ，プリアンプ等にはほとんど全 てに管球式も含めた安定化回路から 電源を供給しており，紙面の都合も 有り，詳しいご説明を致して居りま せんでしたので，そのお詫ぴも兼ね て今回まとめて少し詳しくご説明致 したいと思いました。 それ故に判り切った事とお思いの 方も多いと思いますが，その点はお 許し戴いて，本題の安定化電源の設 計に入らせて戴きます。 まず今回の安定化電源の仕様につ いて申し上げますと，

仕様

（１）　出力電圧

最大１５Ｖ，最少１２Ｖ前後

（２）　負荷電流

７Ａ連続

（３）　電源電圧

１Ｏ０Ｖ　ＡＣ（９０Ｖ以上）

（４）リップル１ｍＶ以下

（５）　０Ａから最大負荷までフルス ケール１５Ｖメーターで電圧ドロッ プが指針の幅程度の事．

と言うものです． この電源は主に通信機の電源とし て使われるとの事ですが，オーディ オ用としても十分使える物である事 と言うのが条件でした。 まずコンデンサ一インプット型と し，平滑コンデンサーＣの値をリッ プルＩＯ％として計算しますと，

Ｃ≒７×Ｉｏ／Ｅｄｃｘ１０４（μＦ） で表されます。

Ｅｄｃ・・・入力電圧

Ｉｏ・・・出力電流

ドロップアウト４Ｖとし，計算すると，

Ｃ≒７×７／１９×１０４（μＦ）

≒２５，７８９μＦ

となります。

それ故約２５，０００μＦ前後のコンデ ンサーを入れれぱ良い計算になりま す。制御用のトランジスターのｈヅｅ を仮りに５０有る物を使ったとした場 合，出力電流７Ａですから，だのぺ ース電流をＩｂ，コレクター電流をＩｃ とすると直流増幅率ｈｆｅは，

ｈｆｅ＝Ｉｃ／Ｉｂ

で表されますから，

Ｉｂ＝Ｉｃ／ｈｆｅ＝７Ａ／５０

＝０．１４Ａ

となります。

ｈｆｅは前述致しましたようにＩｃに より大幅に変化しますので，この ０．１４Ａが大稿に変化することになり， これを安定化される事は，電流が多 いのでむずかしく，グーリントンに して増幅率を稼ぎ，見掛けのぺース 電流を少くしてからこれを安定化す る洪うに設計致します。 これは仕様条件の（５）が太変厳し い条件ですので，ぺース電圧を固定 して出力電流の勢ヒに対してのより 安定なフィードバック制御が必要だ からです。

但し，この方式は注意して設計し ませんとべース電流が不足したり、 ぺース電圧がエミッター電圧より低 くなったりする事が有り，制御用の トランジスターに逆電圧が掛ったり して制御用トランジスターを壊す事 がありますので，ご注意戴きたいと 思います。 　

いずれにしてもぺース電流０．１４Ａでは扱いきれませんのでダーリントンと致します。 ドライパー用にｈｆｅ＝１００程度の トランジスターを使うとしますと， ぺース電流は，０．１４Ａ／１００＝１．４Ａ で良い事になり，１０倍程度の変動を 見込んでも十分制御出来そうです。 まず制御用トランジスターの損失 を計算して見ますと，電源電圧の変 動率を１０％，として制御用トランジ スターのピークコレクター損失を ＰＢ，変動率をＥ，制御回路の入力電 圧をＥｄｃ，出力電圧をＥｏ，としま すと，定電圧電源回路でのピークコ レクター損失Ｐｃは出力電流をＩｏ とすると， Ｐｃ＝｛（１十Ｅｄｃ－Ｅｏ｝Ｉｏ

で表されます。

　いまＡＣ９０Ｖでも１５ＶＤＣで安 定化を計画するとすれぱ，Ｖｃｅ＝４Ｖ として考えると，９０ＶでＤＣ１９Ｖが 与えられるには、その交流電圧を ＸＶ・ＡＣとすると、

ＸＶ×Ｏ．９×１．４＝１９

Ｘ≒１５．Ｏ８Ｖ　ＡＣ

が最少限必要なＡＣ電圧となります。 少し余裕強見てＡＣ＝１６Ｖのタップ があれぱ良い計算になります。 Ｐｃを計算すると， Ｅｄｃ≒２１Ｖ（ＡＣ＝１００Ｖ時） Ｐｃ＝｛（１＋０．１）２１Ｖ－１５｝ｘ７Ａ ＝８．１×７Ｗ ＝５６．７Ｗ となります。 　

次いでドライバー用のトランジス ターのＰｃｄを計算すると，

Ｐｃｂ＝Ｐｃ／ｈｆｅ

　　　＝５６．７／１００

　　　＝０．５６７Ｗ

となります。

　ただし上記の計算はＡＣ１００Ｖが １１０Ｖになった場合の計算から， 実際にはＡＣ１００Ｖが１０％も上昇す る事は現状ではあまり無く，１００Ｖ での計算でも十分で，その湯合は，

Ｐｃ＝｛（１＋Ｏ．１）１９ー１５｝×７Ａ

＝５．９×７

＝４１．３Ｗ

Ｐｃｄ＝41.3Ｗ／100＝0.413Ｗ

となります。

むしろＡＣ低下の注意の方が大切 だと思います。いずれにしても最大 コレクター損失５６．７Ｗ以上，コレク ター電流７Ａ以上のトランジスター で有れぱ良い計算になります。 吹に綱御用トランジスクーの放熱 対策です。 上記条件のトランジスターですと 形状はＴＯ－３型（普通の２ＳＤ１８８ 等の大きさ）は必要ですから，その 型を選ぶとします。 また例のごとくの計算式ですが， 数字のお嫌いな方は飛ぱして下さっ て結構ですが，日頃の発表で教科書 を見て戴く様にお願いしているもの ですから，一度はなまけずに計算式 を出させて戴きますと，トランジス ターの周辺温度をＴａ，最大コレク ター損失をＰｃ　ｍａｘ全熱抵抗をθｊａ トランジスターの接合部湿度（ジャ ンクション温度をＴｊｍａｘ（最大値） とすると，

Ｐｃ　ｍａｘ＝ＴＪｍａｘ－Ｔａ／θＪａ……（１）

ＴＯ－３型トランジスターのケースと 放熱板聞の熱抵抗をθｃｓ，トランジ スターの接合部とケース間の熱抵抗 をθＪＣ，放熱板と大気間の熱抵抗を θｓａ．絶縁版抵抗をθＳ、すると， θＪＡ＝θＪｃ＋θＣＳ＋θＳａ＋θＳ＋θｆ・・（２）

となります。（θｆ…放熟板熱抵抗）

一般に放熱板を使用する場合はθsaは無視出来ますし，今回はマイ カ等の絶縁板を使用せず，直接放熱 板に取り付ける事に致しましたので， θｓはゼロとなり，

θJａ＝θＪｃ＋θｃｓ＋θf

となります。 今仮りにＴｃ（トランジスターケ ース温度）２５℃でＰｃmax１Ｏ０Ｗ， ＴJ max…エ５Ｏ。のトランジスターを使 用するとして考えて見ますと，θＪｃ は下記より

θＪｃ＝ＴＪmax－２５°／Pc max ＝150°－25°／100 ＝1.25℃ となります。

トランジスターと放熱器との熱抵抗θcsはコンパウンド（シリコングリス）付の直接取り付けですから， 約０．１℃／Ｗ程度とされていますので，

θJa＝θJc十θcs十θf

＝1.25＋0.1＋θｆ

＝1.35℃／Ｗ＋θf

となります。

いま仮りに周囲湿度４Ｏ℃まで使 うとすれぱ，どの程度の放熱板が必 要かを計算して見ますと，ＴＪmax＝150℃，Pc＝41.3Ｗ，Ｔa＝40℃，θja ＝1.35°十θfですから，（１）式にこれらを代入すると，

Ｐｃ＝ＴＪmax－Ｔａ／θＪａ

41.3＝150°-40°／1.35°＋θf

θf＝150°－40°／41.3－1.35

≒2.663－1.35

≒1.31℃／Ｗ

の放熱板が必要となります。 第６図がアルミ板の表面積と熱抵抗のグラフですが，これから見ると １ｍｍアルミ板で約1400ｃ㎡の表面 積があれぱ良い計算になります。

大ざっぱな計算ですが，何にしろ ネジのしめ方一つで，また取り付け 方や方向，空気の流れ，放熱器の表 面処理一つでころころ変るような性 質のものを，計算で正確に出しても あまり有効とは言えず，温度上昇を 実測するのが一番正確です。 私の場合はメーカー製の放熱器は あまり使用致しません。 理由は ①スぺ－ス・ファクターの点であ まり有利でない事． ②包絡体積が取れない形状が多い 様に思える事． ③希望する形状が入手出来にくい 事． ④形が決っている為，取り付けの 自由度が低い事。 によります。 それ故に放熱器は自分で設計し， 温度を実測し，改良して，少しでも 小さく放熱効果の大きい物との考 えの元に努力して居る次第です。 上記で計算しました条件は一番悪 い状態での計算でＶcE＝４Ｖと致し ましたが，　大電流を流した場合は ｈfeの関係と前述の安定化電源のフ ィードバックが働いてＶcE間電圧が 低くなり，損失は半分程度（実測 ＶcE≒２Ｖ）になりますので，その点

も有利となります。 1400ｃｍというと約３７ｃｍｘ３７ｃｍ の板と同じ面積となります。 上記の計算の結果，制御用トラン ジスターは，上記の条件の湯合 ・コレクター損失１Ｏ０Ｗ以上 ・コレクター電流７Ａ以上 ・ケースＴＯ－３型 であれぱ良い事になりますが，ＡＣ 100Ｖが110Ｖに上昇しても使用出 来る様に制御用トランジスターにモ トローラの２Ｎ３０５５を２本並列に使 用する事に致しました。 ２Ｎ３０５５はＶCBO100Ｖ，Ｐｃ＝115Ｗ Ic＝１５Ａと発表になっていますので， １石でも十分ですが２本パラにして 計算してみますと，上記の同じ条件 の場合ですと， θJa＝θJc＋θcs/２＋θｆ

＝1.35／２＋θｆ＝0.675＋θｆ

Ｐｃ＝56.7Ｗとした場合

56.7Ｗ＝150°－40°／0.675＋θｆ

θｆ＝150°－40／56.7－0.675

≒1.94－0.675 ＝1.265℃／Ｗ

となり100Ｖの時と大差無くなり最悪の場合でも十分耐えられます。ドライバーのトランジスターはコレクター電流0.14Ａ以上，コレクター損 失0.57Ｗ以上であれぱ良いので， ２ＳＢ５３６を使いました。 使用致しましたケースはリードの ＬＫ－３と言う，上部に取手の付いた シャレたケースで，写真でお判りの 様に裏面のアルミ板を利用して，そ れに放熱器を直接取り付けました。 表面積は１mmアルミとして1270ｃ㎡ 程で，放熱用のフィンは1.2mm 板を使ってい蛍すので，一応1400ｃ㎡ 程度と等価と見なしても良いと思いま す。

☆回路定数の設計

一応一番重要なレギュレーター用の トランジスターの設計が終りまし たので，他の回路定数の設計を致し ますと，定霞圧ダイオードにＯ５Ｚ-5.1 を使用するとしますと，ツェナー電

圧は5.1Ｖとなります。 ツェナー電流を10ｍＡ流すとして 直列抵抗をＲｓとすると

Ｒｓ＝Ｅ０－Ｖ2／１０ｍＡ

＝15（Ｖ）－5.1（Ｖ）／１ＯｍＡ

＝990Ω

したがって１ｋΩとします。 第７図にそのアウトラインを示しましたのでご覧下さい。 分圧抵抗をＲ１，Ｒ２とするとし、 電流を約６ｍＡ流すものとし ますと，

Ｒ１＝Ｅ０－Ｖ２／６ｍＡ

＝15－5.1／６ｍＡ

≒1.65ｋΩ

Ｒ２＝Ｖｚ／６

≒850Ω となります。 ここでは出力電圧を可変にする為 に１ｋΩ（Ｂ型）のパリオームを使い ますので，Ｒ１を約1.2ｋΩ，Ｒ2を400 Ωとし分圧回路は、1.2ｋΩ＋１ＫΩ＋ 400Ω＝2.6ＫΩと致しました． 誤差増幅様のトランジスターは ｈｆeが約500の２ＳＡ７３３を選択し使用 致しました。

これらにより決定したのが第８図 の全回路です。

各部のご説明では＋側のレギュレ ーターとしてご説明致しましたが． 前述致しましたように制御用トラン ジスターを直接放熱板に取り付けて 使用したい為にインバーテッド・ダ ーリントン方式とし，コレクターを アース電位となるような回路挺致し ましたが，動作は＋側制輝と全く同 じですので，ご承頬下さるど幸いで す。

☆安定化送源本体についての説明

前述致しまたような設計の元に構 成致しましたのが第８図の回路です が，－側に制御用トランジスターが 入っている点が少し違うだけで普通 の＋側制衛のレギユレーターと動作 は全く同じです。 使用致しましたトランスはセンタ ーと言うメーカーの16Ｖ－15Ａ （ＡＣ）のもので240VAの容量のもの です。 プリッジ整流ですのでＤＣ出力電流 は15Ａｘ0.6＝９Ａが連続で取れる計

算になり，７Ａでは余裕があります 整流用のダイオードは東芝のＳ５１８８ と言う逆耐圧400Ｖ，電流11Ａと言 うスタックになっているものをスぺ ースファクターの点から使用致し致 しましたが，これには２ｍｍ厚の約95 ｃ㎡の放熱板（表による熱抵抗は約 ５℃／Ｗのもの）を付けて居ります が，１５Ｖで９Ａの電流を１時間程流 すと本体と放熱板が約47～50℃程 度まで上昇するようで，計算とは良 く合っていますが出来れぼもう少し 低損失が理想です。 これは最初２ｍｍ厚アルミ20cm の放熱板を付けていたのですが，熟 的に不足なので15×15ｃｍのものを 追加致しました。（約75ｃ㎡＋20ｃ㎡ ＝95ｃ㎡）計算ではドロッブ電圧約 0.6Ｖとし，７Ａ流した時の損失を，

0.6ｘ７＝4.2Ｗ

と考え，10℃／Ｗ程度の放熱鮫を付 けたのですが，連続で電流を流すと 発熱が，4.2Ｗｘ10℃＝42℃，とな る計算となり，周囲温度がもし仮に 40℃となるとすると，42℃＋40℃ ＝82℃となり、別にこの程度なら問 題ないと考えていたのですが、予想 以上に制御用Ｔｒが低発熱でしたの で，それに見合う温度と言う事で逆 算し５℃の放熱板だとずると，５℃ ｘ4.2Ｗ＝21℃の計算となり。周辺　 温度40℃の場合でもー応℃とな り何とかなりそうです。 出来れぱもう少し損失の少いダイ オードにするか，放熱板をもう少し 大きい容量にすれぱ良いのですが、 場所の関係もありこの程度で妥協する事にしました。 実測は大体計算したように28℃前後の高温の時に前述したまうな温度どなり問題はないのですが，何しろ発熱するはずのレギュレーター用 のトランジスターで予想より発熱が 少かったものですから，変にダイオ ードの発熟ぱかりが目に付いて，気 になったと言う訳で，この程度なら 余裕十分ですが，熱的には揃えたい ものです。 回路についてご説明致しますと、ブリッジ整流後，前述の計算通りの 約24,000μＦのコンデンサーを入れ リップルを取っていますが，小容量 を何個が入れましたのはリップル 量を多く流せようにじたい為で， 15,000μＦ（２５Ｖ）は大体普通の 品で８Ａ程度と考えられます。 プリッジでのリップル量は７Ａ流 した場合は，大体次の計算値となり，

７Ａ×√２≒9.889Ａ

約10Ａのリップル電流が流れます。 この回路のトランス，その他の容量 は９Ａは連続で耐えられるので，そ の場合は

９Ａｘ√２÷12.7Ａ

のリップルとなります。
2,200μＦ（２５ＷＶ）の１個のリップ ル許容量は約１Ａとされていますの で，４個並列で４Ａとなり，全部で １２Ａのリップルは流せる計算となり， ７Ａ出力の場合十分それに耐えられ る容量となり９Ａでも何とか使用出 来ます。 制御用トランジスターは前述の計 算からＩｃ＝15Ａ，Ｐｃ＝115Ｗ， のモトローラの２Ｎ３０５５を並列 に２本使用し，直接コレクターにシリコング リースを十分塗って放熱板にじかに 取り付けます。

２Ｎ３０５５はfeを実測し一応揃った たものを選ぴますが，その上エミッタ ーに0.2Ωはバランス用抵抗をそ れぞれに挿入します。 この0.2Ωは半分づつとしても3.5 Ａが連続で流れるのと，少しでも流 揃いがあると入れた意味がありませ んので，ニクロム線をブリッジで実 測し自作致しました。 何しろ７Ａも連続で使用するので すがら．十分注意が必要で、まず１ 石で全部の負担でも耐えられる物と し、その負担を均等に２分割してや ると言う考え方によつています． ドライパーは２ＳＢ５３６と言うモー ルド型のトランジスターでＶCBO＝ －１４０Ｖ，Ic＝1.5Ａ，Pc＝20Ｗとい うものですが，これは前述の条件に 十分耐えられるものです。 ダーリントンのドライプトランジ スターべース用電源は０～１６Ｖを倍 電圧整流して１Ｚ－８のツェナーダ イオ一ドでコレクターに対して定電 圧化し，５ｋΩでドライプしていま す。 本当の高能率，高安定度を希望す る場合は別巻線から，別電源で供給 するのが良いのですが，スぺースファクターの関係で第８図のように致しましたが，これは倍電圧でなけれ ば使えません．（それ以上なら可で す）理由はコレクターがアース電位 でしかも－側だからです． 必ずベース電位はコレクター電位 より低い必要があるからです。今コ レクター電圧により８Ｖ低い電圧で クランフ致しましたので，前述計算 通りのｈfeであったとして，

ｈfe（Ｒ）･･･50（制御用Ｔr）

ｈfe（Ｄ）･･･100（ドライブ用Ｔｒ）

でドライパーのぺース電流が，

1.4ｍＡ（７Ａ流した時）ですから

８÷１４÷１０-3≒5.71×１０3Ω

≒5.7ｋΩ

となります。

トランジスターの小電流での実測結果ｈfe（Ｒ）･･･80 ｈfe（Ｄ）･･･185 程ありましたので，上記の約３倍となり、増幅率が，

８０×１８５＝１４，８００

ぺース電流が，

７Ａ÷１４，８００≒０．４７３ｍＡ

計算上は

８÷0.473÷10-3≒１６．９ｋΩ

が採用出来る事になります。

今回は９Ａ出力時や電源電圧の低 下時も考慮に入れて，計算値に近い ５ｋΩを採用致し叢した（約１／３とす る）。 　出力側には電圧計（フルスケール １５Ｖ）と電流計（フルスケール１０Ａ） と電流計フルスケールのものを入れ 読み取りやすく致しました。 これらはいずれもヒオキのＲー６０ と言うトートバンド方式の１．５％級 メーターで，少しでも正確度を上げ るようにし，量流計のドロップ（０．１５ Ｖー７Ａ）の無いようにダイレクト 端子も付けています。ＡＣ１００Ｖ側 にはレギュレーションの良いトラ ンスを大容量コンデンナーの入って いる関係で，スイッチオンのインラ ッシュ琶流がものすごいので，例の ごとく，プロテクターを入れて居り ます。

☆測定結果について

　まず初期の仕様が満足出来たかについてですが，出力電圧は１３～１５Ｖ において，無負荷から最大負荷まで （７Ａ～９Ａ）の間でメーター指針 の幅一本程度（実に不正確な書い方 で申し訳ないのですが）の低下にお さまりました。

ヒオキのＲ－６０型は１Ｖ間に小さ い目盛りが全然ありませんので，こ のメーターでは判りませんが，０．１ Ｖ以内である事は確かです。 メーターが付いているのに（校正 はしましたが）他に並列に付けるの はいやで，その点は電圧をメーター の目盛り線に合せると（例えぱ１５Ｖ） その線の幅からは出ないと言う程度 のドロップとお考え下さい．７Ａ～ ９Ａの運続負荷で，前述の通りダイ オードで室温２８℃前後で５０℃ま でで，制御用トランジスター，放熱 器共に４０℃にはなりませんでした． ＡＣ１００Ｖにつきましては供給９０Ｖ で安定，リップル電圧は０．５ｍＶ～ １ｍＶまでの間で負荷とＡＣ１００Ｖ の組合せで変動し，ＡＣ９０～１００Ｖ で３．５Ａの負荷の湯合は０．３ｍＶ以下 となりましたので，一応オーディオ にも使用は可能ではあります。 制御用のトランジスターが発熱が 少ないのは，石を並列にした事と， ＡＣ１Ｏ０Ｖが１１０Ｖにならない事， フィードバックによりドロップアウ ト（ＶＣＥ間電圧）電圧が４Ｖ以下に なる事により、ー応１０ＯＶにスライ ダックで固定し負荷を掛けた状態で ほんのり温い程度の発熱です。（４０℃ 以下） それからテストの負荷の問題です が長時間となると大変です。私ば今 回のテストではヒーターの切れてい ない不良の真空管を使いました。 第９図の通り６Ｒ・Ａ３のヒーター は６３Ｖ一１Ａですから，それを直列にし，７Ａのテストでは７組，９Ａ は９組齢し，多少オーバーロード （１３～１５Ｖの場合）ですが、どうせ 不良なので実験しましたが，．多少の オーバーロードには何ともなく，何 時間も耐えてくれました。 煙も臭いも出ず長時闘でも安心です が，初めの時だけは５～７倍ぐらい の電流が流れますので，普通のトラ ンジスターや規格いつぱいの設計の 場合は制御用トランジスターを駄目 にする危険がありますので，ご注意下さい。

☆後日記

これは前述致しました通り通信機用に設計、製作した安定化電源ですのでオーディオ用に使われる事は無いと思って居ました所，皆さんが自作の安定化電源を持ち寄られて，カ セットデッキで音出しなされた所， 大変良い成績だったとの事で，後日 それを聴き驚くやら，嬉しいやらでｉ 何とか使って戴ける物に出来上った 様な感じがその時になってやっと実 感として感じられた事でした。無線 用もオーディォ用もなく，や綾り慧 源は重要な部分である事には変り無 い様に思います．

参考資料

（１）　最近トランジスタ規格表１９７９ 年…ＣＱ出版社

（２）安定化電源回走の設計，清水 和男氏著，ＣＱ出版社

（３）トランジスタ技術１９７６年２月 号…ＣＱ出版社

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